反激式开关电源理论与原理解析
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来源：CSDN 暖暖的纠结 最近在某宝买了一个AC-DC 开关电源，向他要一个原理图，想着哪里坏了可以自己修一修，结果说没有。这我怎么能忍？？于是自己就结合网上资料和板子的丝印画出了他的原理图。
原理图如下：
开关电源基础知识 开关电源是利用现代电子电力技术，控制开关管开通和关断的时间比率。维持稳定输出电压的一种电源。开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM) 控制 IC 和MOSFET构成。 开关电源的类型 线性稳压器 所谓线性稳压器，也就是我们所说的LDO,一般有这两个特点： 传输元件工作再线性区，它没有开关的跳变。 仅限于降压转换。 开关稳压器 传输器件开关（场效应管），在每个周期完全接通和完全切断的状态。 里面至少包括一个电能储能的元件，如电感或电容。 多种拓扑（降压，升压，降压-升压）。 我们知道，所有的能量都不会凭空消失，损耗的能量最终都会以热的形式传递出去，这样，电路中就需要增加更大的散热片。结果电源的体积就会变大，并且整机的效率也很低。 如果在开关模式的开关电源，不仅可以提高效率，还可以降低热管理。 什么是开关稳压器？
开关稳压器，实现稳压，就需要控制系统（负反馈），从自动控制理论中我们知道，当电压上升时，通过负反馈把他降低，当电压下降时，就把它升上去。这样就形成了一个控制的环路，如PWM（脉宽控制），PFM（频率控制）等。 脉宽调制方式（PWM） 周期性的改变开关的导通与关断时间的简单方法
占空比：开通的时间 Ton 与开关周期 T 的比值，Ton(开通时间) Toff(关断时间) = T(开关周期)。占空比 D = Ton / T 。 但是，我们不能采用一个脉冲输出，需要一种实现能量流动(píng)稳化的方法。通过很多的脉冲，高频的切换，将再开关接通期间存储能量，而在开关切断时提供能量的方法，从而实现(píng)稳。 电子行业中，两种储能元件
实例，简化的降压开关电源
如图，是一个简化的降压开关电源，为了方便电路分析，先不加入反馈控制部分。 状态1 ：当 S1 闭合时，输入的能量从C1 ，通过S1 --> 电感器L1 --> 电容器C2 --> 负载RL供电，此时，电感器L1同时也在 储存能量，可以得到 加载L1上的电压为 ：Vin - V0 = L*di/dton。 状态2 ：当 S2 关断时，由于电感储存能量，( 电感阻碍电流的变化，与电流的方向一致，变化时，将电感理解为一个电压源，该电压源输出的电流与原来的一致。)因此，从电感器L1储存的能量 --> 电容器C2 --> 负载RL --> 二极管D1。此时可得式子：L*di/dtoff = V0。 最后我们得出 V0/Vin = D 各个器件的作用： 1、电容C1 : 用于使输入电压(píng)稳。 2、电容C2：负责输出电压(píng)稳。 3、钳位二极管：在开关开路时，为电感器提供一条电流通路。 4、电感器 L1：用于存储即将传送置负载的能量。 反激式变换器 反激式变换器是由 Buck-Boost 变换器推演而来，将电感变换一个隔离变压器，就可以得到下图的反激式变换器。
反激的重要波形
当开关管开通，电感的电流上升，可以看出，它的电流图形和 BUCK-BOOSK的图形是非常相似的，它的区别就是一个原副边的匝数比，这里也可以看做变压器就是一个电感的作用。 单端反激式开关电源 单端反激式开关电源如图所示，电路中所谓的单端是指高频变化器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指开关管导通时，高频变压器T初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管D1处于截止状态，再初级绕组中存储能量。当开关管截止时，变压器T初级绕组中存储的能量，通过次级绕组激VD1整流和电容C滤波后向负载输出。
单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。 单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。 原理框图
原理解析 EMI电路（瞬态滤波电路） 市电接入PC开关电源后，首先进入的就是瞬态滤波电路。 所谓的 EMI 就是电磁干扰，通常采用共模滤波器，其中包括共模电容，不(píng)衡变压器或者共模电感。共模电容将两个输入线的共摸电流旁路到大地，共摸电感呈现一个(píng)衡阻抗，也就是说，电源线和地线中阻抗相等，这个阻抗对共模噪声呈现阻抗特性。 共模滤波器的作用是消除开关电源特有的"开关干扰"，以保证设备自身和电网中的其他设备免除干扰。
原理图：
F1 : 保险管，电流过大时，保护电路。 R1 R2 : 放电电阻，给这部分滤波放电，使用多个电阻是为了分散承受放电的功率。 C11 : X电容，对差模干扰起滤波作用，也就是输入的两端。 L1 : 共模电感，衰减共模电流。 整流滤波电路
交流电，经过整流桥整流后，经过C2滤波后得到较为纯净的直流电压。若C2容量变小，输出的交流纹波将增大。 电容充放电图：
NTC 热敏电阻：在电路的输入端串联一个负温度系数的热敏电阻增加线路的阻抗，这样可以有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。 当电路进入稳态工作时，由于线路中持续工作电流引发 NTC 发热，使得电阻器的电阻值变得很小，对线路造成的影响可以完全忽略。 芯片启动电路 CR6842具有2中启动方式： (1) 传统启动方式：使用VDD作启动引脚时，芯片支持整流前启动与整流滤波后启动，启动电路如下：
(2) 具有OCP补偿功能的启动方式：使用3脚VIN作为启动引脚时芯片具有OCP补偿功能，但仅支持从整流滤波后启动的方式，如下所示：
原理解析： OCP补偿功能的启动，
左侧，当系统的输入电压发送变化时，通过启动电阻流经Vin端的电流也会发生变化，芯片通过检测该端口变化值来自动实现补偿，使系统达到恒定功率输出的目的。 右侧，当电源上电开机时，通过启动电阻R11给 VDD端的电容C1 充电，直到VDD端口电压达到芯片的启动电压 Vth(ON) （典型值 16.5V）时，芯片才被激活并且驱动整个电源系统正常工作。 开关ON通路与电流检测（限流保护）
开关电源ON的通路，其中R8为工作电流检测电阻。 R9 与 C5 构成R-C网络，避免由于Sense 端的电流反馈信号前沿噪声干扰持续时间超过芯片内置的前沿消隐（LEB）时间导致系统性能异常。 推荐R-C网络的取值：R<680Ω ，C < 1000pF。 开关OFF通路
能量不可能凭空消失，因此需要一个回路来释放电感存储的能量，开关OFF时，通过二极管D6 电阻R10 释放能量，此处的电容与电阻并联，为了避免开关管的高频信号影响直流分量信号，起滤波作用。
加速关断驱动
MOS管一般都是慢开快关。在关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压快速泄放，保证开关管能快速关断。 为使栅源极间电容电压的快速泄放，常在驱动电阻上并联一个电阻和一个二极管，如上图所示，其中D1常用的是快恢复二极管。这使关断时间减小，同时减小关断时的损耗。Rg2是防止关断的时电流过大，把电源IC给烧掉。 开关管工作频率 CR6842 允许设计者依据系统的使用环境自行调制系统的工作频率，CR6842的典型工作频率为65KHZ，其应用电路如下：
如上，我们设置的工作频率为 fpwm = 1742 / 24 = 72.58KHZ。 同步整流滤波电路
D5 为整流二极管，保证单向导通。 C6 与 R12 串联组成吸收回路与二极管并联，其作用是抑制方向峰值电压（削弱尖峰）对二极管的造成耐压不足引起损坏。 也就是我们所说的缓冲电路：
L3 为续流电感，避免负载电流的突变，起到(píng)滑电流作用。 电容 C4 C7 C8 为输出滤波。 光耦和TL431联合用在开关电源中的电压反馈电路
TL431 工作原理如下： 上图中的431不是用于稳压，而是用作一个电压门限开关，它与R14，R15一起检测 12V电压的变化，当 12V电压升高时，431的K极和A极短接，然后将光耦发光二极管的阴极接地，光耦导通，电源芯片（TMG0165）的第一管脚（FB）被拉低，芯片便调整输出占空比，使 12V电压降低。当 12V降低时，光耦不导通，电源芯片 FB 端为高电(píng)，调整输出占空比，使 12V升高。 TL431 原理框图：
TL431 用作稳压电路时，典型电路如下：
当输入电压变化时，431会将变化的电压通过电流的作用转化到输入端的电阻上，其过程为：当输入端电压升高时，431的 K 极与 A 极之间的三极管 CE极电流增大，即 Ik电流变大（而 R1 和 R2 上的电流不变）输入端的电阻压降升高，从而保证 VKa 不变。当输入端电压降低时，431 的 K极和 A极 之间的三极管 CE极电流减少，即 Ik电流减少（而 R1 和 R2 上的电流不变），输入端的电阻压降减少，从而保证 VKa 不变。 审核编辑：汤梓红 |
